中存在一些不稳定要素，而规划用来避免此类不稳定要素影响电路效果的回路称作维护电路。比方有过流维护、过压维护、过热维护、空载维护、短路维护等。锂电池维护电路由两个场效应管和专用维护集成块S8232组成，过充电操控管FET2和过放电操控管FET1串联于电路，由维护IC监督电池电压并来操控，当电池电压上升至4.2V时，过充电维护管FET2截止，中止充电。
电容在中低频或直流情况下，便是一个储能组件，只表现为一个电容的特性，但在高频情况下，它就不单单是个电容了，它有一个抱负电容的特性，有漏电流（在高频等效电路上表现为R），有引线电感，还 在导致电压脉冲动摇情况下发热的ESR（等效串联电阻）。从这个图上剖析，能帮咱们规划师得出许多有利的规划思路。榜首，依照惯例思路，1/2πfc是电容的容抗，应该是频率越高，容抗越小，滤波效果越好，即越高频的杂波越简略被泄放掉，但现实并非如此，因为引线电感的存在，一支电容只是在其 1/2πfc=2πf L等式建立的时分，才是全体阻抗最小的时分，滤波效果才最好，频率高了低了都会滤波效果下降，由此就可以剖分出定论，为什么在IC的VCC端都会加两支电容，一支电解的，一支瓷片的，而且容值一般相差100倍以上多一点。便是两支不同的电容的谐振频率点岔开了一段距离，既利于对稍高频的滤波，也利于对较低 频的滤波。
通常情况下直流电源输入防反接维护电路是使用二极管的单向导电性来完成防反接维护。如下图1示：这种接法简略牢靠，但当输入大电流的情况下功耗影响对错 常大的。以输入电流额外值到达2A，如选用Onsemi的敏捷康复二极管 MUR3020PT，额外管压降为0.7V，那么功耗至少也要到达：Pd＝2A×0.7V＝1.4W，这样功率低，发热量大，要加散热器。别的还可以用二 极管桥对输入做整流，这样电路就永久有正确的极性（图2）。这些计划的缺陷是，二极管上的压降会耗费能量。输入电流为2A时，图1中的电路功耗为 1.4W，图2中电路的功耗为2.8W。
使用MOS管的开关特性，操控电路的导通和断开来规划防反接维护电路，因为功率MOS管的内阻很小，处理了现有选用二极管电源防反接计划存在的压降和功耗过大的问题。
图3使用了MOS管的开关特性，操控电路的导通和断开来规划防反接维护电路，因为功率MOS管的内阻很小，现在 MOSFET Rds（on）现已能做到毫欧级，处理了现有选用二极管电源防反接计划存在的压降和功耗过大的问题。极性反接维护将维护用场效应管与被维护电路串联连 接。维护用场效应管为PMOS场效应管或NMOS场效应管。若为PMOS，其栅极和源极别离衔接被维护电路的接地端和电源端，其漏极衔接被维护电路中 PMOS元件的衬底。若是NMOS，其栅极和源极别离衔接被维护电路的电源端和接地端，其漏极衔接被维护电路中NMOS元件的衬底。一旦被维护电路的电源 极性反接，维护用场效应管会构成断路，避免电流焚毁电路中的场效应管元件，维护全体电路。详细N沟道MOS管防反接维护电路电路如图3示。
N沟道MOS管经过S管脚和D管脚串接于电源和负载之间，电阻R1为MOS管供给电压偏置，使用MOS管的开关特性操控电路的导通和断开，然后避免电源 反接给负载带来损坏。正接时分，R1供给VGS电压，MOS饱满导通。反接的时分MOS不能导通，所以起到防反接效果。功率MOS管的 Rds（on）只要20mΩ实践损耗很小，2A的电流，功耗为（2×2）×0.02=0.08W底子不必外加散热片。处理了现有选用二极管电源防反接计划 存在的压降和功耗过大的问题。
上图中VZ1为稳压管避免栅源电压过高击穿mos管，NMOS管的导通电阻比PMOS的小，NMOS管接在电源的负极，栅极高电平导 通，PMOS管接在电源的正极，栅极低电平导通。电源中维护电路规划进程，使用场效应管的导通电阻作为检测电阻，监督它的电压降，当电压降 超越设定值时就中止放电。在一般的情况下，电路中一般还加有延时电路，以区别浪涌电流和短路电流，总得来说电路功用是比较完善的。